摘要
在5G新無線電技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)中，除了sub-6 GHz頻率外，還利用毫米波(mmWave)頻率來提高吞吐量。毫米波頻率的使用為大幅提高數(shù)據(jù)吞吐量帶來了獨(dú)特的機(jī)會(huì)，同時(shí)也帶來了新的實(shí)施挑戰(zhàn)。本文探討sub-6 GHz和毫米波基站無線電之間的架構(gòu)差異，著重講述在這些系統(tǒng)上實(shí)施DPD面臨的挑戰(zhàn)和帶來的好處。數(shù)字預(yù)失真(DPD)是一種成熟技術(shù)，通常用于sub-6 GHz無線通信系統(tǒng)，以提高功率效率，但大多數(shù)毫米波無線電并不使用DPD。采用ADI波束成型器和收發(fā)器構(gòu)建的包含256個(gè)元件的毫米波陣列原型，我們能夠證明采用DPD能夠?qū)⒂行Ц飨蛲暂椛涔β?EIRP)提高達(dá)3 dB。與不采用DPD，但具有相同目標(biāo)EIRP的陣列相比，這種陣列的元件數(shù)量可以減少30%。
本文旨在比較傳統(tǒng)的sub-6 GHz宏蜂窩設(shè)計(jì)和毫米波基站無線電和天線設(shè)計(jì)。它進(jìn)一步介紹了這些設(shè)計(jì)差異相對(duì)于sub-6 GHz無線電將如何影響毫米波陣列中的DPD實(shí)施。
簡介
除了降低延遲和提高可靠性，對(duì)更高數(shù)據(jù)吞吐量的需求呈指數(shù)級(jí)增長一直是推動(dòng)3GPP 5G NR標(biāo)準(zhǔn)發(fā)展的強(qiáng)大推動(dòng)因素之一。雖然4G LTE系統(tǒng)部署在sub-3 GHz頻段中，但近年來，將新頻譜分配部署在3 GHz至5 GHz范圍使得我們能夠在5G NR中實(shí)現(xiàn)更寬的通道帶寬(BW)。與4G LTE相比，sub-6 GHz頻段的最大通道帶寬已從20 MHz增加到100 MHz。除了更寬的通道帶寬外，多根發(fā)射和接收天線以及最終的大規(guī)模MIMO技術(shù)進(jìn)一步提高了頻譜效率。雖然所有這些改進(jìn)都有助于提供更高的數(shù)據(jù)吞吐量，但基波限制(分配的sub-6 GHz頻譜相對(duì)較少)繼續(xù)將個(gè)人用戶的峰值吞吐量限制在1 Gbps以下。
在5G NR中，3GPP標(biāo)準(zhǔn)歷史上首次為蜂窩移動(dòng)應(yīng)用分配了24.25 GHz至52.6 GHz之間的毫米波頻率。這個(gè)新頻率范圍被稱為FR2，sub-6 GHz頻率則被稱為FR1。相對(duì)于FR1，F(xiàn)R2的可用頻譜范圍更大。FR2中單個(gè)通道的頻率可能高達(dá)400 MHz，可實(shí)現(xiàn)前所未有的吞吐量。但是，使用毫米波頻率給基站(BS)和用戶設(shè)備(UE)帶來了新的實(shí)施挑戰(zhàn)。在這些挑戰(zhàn)中，最重要的要屬更高的路徑損耗和更低的PA輸出功率，它們使得基站和UE之間的鏈路預(yù)算非常具有挑戰(zhàn)性。
BS與UE之間的路徑損耗被定義為Pl [dB] = 10log10 (Pt/Pr)，其中Pt和Pr分別為發(fā)射功率和接收功率。在自由空間中，接收功率是距離和波長的函數(shù)，也稱為弗里斯傳輸公式，其中Pr (d,λ) = Pt Gt Gr (λ/4πd)2，Gt和Gr分別為發(fā)射天線增益和接收天線增益。λ表示波長，d表示發(fā)射器和接收器之間的距離。在典型的無線通信環(huán)境中，由于附近物體的反射和施工材料造成的損耗，針對(duì)路徑損耗進(jìn)行建模和估算將會(huì)更加復(fù)雜。但是，為了理解毫米波與sub-6 Ghz頻段相比具有更高的路徑損耗，我們來假設(shè)在自由空間中傳播、提供相似的天線增益，以及BS和UE之間的距離相等。使用這種方法，可以得出28 GHz時(shí)的路徑損耗比900 MHz時(shí)高出10xlog(28000/900)2 = 29.8 dB!
在sub-6 GHz頻率下，BS功率放大器輸出幾十瓦的RF功率，且效率超過40%，這并不罕見。這是通過采用高效率PA架構(gòu)(例如Doherty)和使用先進(jìn)的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)實(shí)現(xiàn)的。相比之下，高線性度AB類毫米波PA通常輸出不到1 W的RF功率，且效率低于10%。在毫米波頻率下，這些工作條件加劇了BS和UE之間的鏈路預(yù)算挑戰(zhàn)。要解決這兩大挑戰(zhàn)——更高的路徑損耗、單個(gè)PA功率更低，關(guān)鍵在于將功率更準(zhǔn)確地傳輸?shù)骄唧w的空間位置。使用有源相控陣天線可以實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，該天線具有波束成型和波束轉(zhuǎn)向能力。
毫米波5G中的天線陣列
天線陣列并不是一個(gè)新概念。在GSM部署早期，無源陣列就已經(jīng)用于蜂窩基站天線，雷達(dá)系統(tǒng)使用天線陣列的時(shí)間則有數(shù)十年。如前文所述，在毫米波頻率下，要解決更大的路徑損耗和單個(gè)PA功率更低的問題，需要使用有源相控陣天線。這是通過在陣列中包含許多天線元件，而每個(gè)元件由低功率放大器驅(qū)動(dòng)來實(shí)現(xiàn)的。使用更多元件會(huì)增加陣列的總輻射功率，同時(shí)提高陣列增益并產(chǎn)生較窄的波束。對(duì)于相控陣天線理論，本文不予討論。有關(guān)該主題的更多信息，請(qǐng)參閱《模擬對(duì)話》系列“相控陣天線方向圖”(分三部分)。1-3
有源相控陣天線的高成本限制了其應(yīng)用范圍，目前主要用于航空航天和防務(wù)領(lǐng)域。半導(dǎo)體技術(shù)的最新發(fā)展，加上高水平的集成，使有源相控陣天線能夠在5G應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)商用。ADI公司提供有源波束成型器件，它們集成了16個(gè)完整的發(fā)射和接收通道、相關(guān)的PA、低噪聲放大器(LNA)、每個(gè)路徑相位和增益控制，以及TDD開關(guān)功能。所有這些全部都集成在一塊硅芯片中!這些器件的第一代是使用SiGe BiCMOS技術(shù)(ADMV4821)實(shí)現(xiàn)的。為了進(jìn)一步提高功效和成本，第二代器件采用了SOI CMOS工藝(ADMV4828)。這些高度集成、高功效的波束成型器，以及毫米波上/下變頻器(ADMV1017/ADMV1018)和頻率合成器(ADF4371/ADF4372)，為毫米波5G基站構(gòu)建了完整的RF前端解決方案。
在毫米波頻率下，天線元件所占的面積很小。例如，一個(gè)簡單的28 GHz微帶貼片天線通常小于10 mm2。因此，可以在一個(gè)相對(duì)較小的區(qū)域內(nèi)放置許多天線來提高增益。我們假設(shè)一個(gè)包含256個(gè)元件的天線陣列，雙極化輻射元件分8行、16列排列，如圖1所示。紅線和藍(lán)線分別表示+45°和-45°極化元件。
圖1.由雙極化輻射元件構(gòu)成的256元天線陣列
假設(shè)天線元件之間的間距為λ/2，那么該天線陣列的總面積為8(λ/2) × 16(λ/2) = 32λ2。將900 MHz和28 GHz天線進(jìn)行比較，900 MHz天線陣列的總面積為3.55 m2，28 GHz天線陣列的總面積僅為3.67 × 10-3 m2，幾乎小了1000倍!雖然900 MHz下的256元件天線陣列的尺寸令人望而卻步，但28 GHz下的類似陣列可以在不到40平方厘米的印刷電路板(PCB)上實(shí)現(xiàn)。
28 GHz的256元件雙極化毫米波天線陣列是基于多層PCB構(gòu)建，采用ADI的波束成型器和毫米波上/下變頻器。為了降低成本，避免天線和無線電之間形成成本高昂/有損耗的互連，將有源組件部署在PCB的一邊，天線元件則部署在PCB的另一邊。該板被稱為AiB256(AiB代表板上的天線)，其圖如圖2所示。
圖2.AiB256的組件一側(cè)(16個(gè)波束成型器和4個(gè)毫米波上/下變頻器)
AiB256上有16個(gè)ADMV4828 SOI波束成型芯片，每個(gè)芯片提供16個(gè)發(fā)射和16個(gè)接收通道，連接到每個(gè)極化區(qū)域的128根天線元件，覆蓋26.5 GHz至29.5 GHz頻率范圍。同一極化區(qū)域內(nèi)的64根天線元件分別連接至一個(gè)單獨(dú)的ADMV1018毫米波上/下變頻器。因此，總共可以形成四個(gè)獨(dú)立的波束。AiB256的一半陣列的簡化框圖如圖3所示。
為了獲得更高的EIRP，可以在中頻將兩組相同極化的天線(包含64根天線)組合起來，產(chǎn)生總共兩個(gè)波束，每個(gè)波束由128根天線元件構(gòu)成。該板被廣泛用于支持天線校準(zhǔn)和內(nèi)部DPD算法的開發(fā)。
Sub-6 GHz和毫米波的基站設(shè)計(jì)
根據(jù)給定頻率和期望的覆蓋區(qū)域設(shè)計(jì)基站時(shí)，通常以波束方向圖和有效各向同性輻射功率(EIRP)作為先決條件。典型的900 MHz宏蜂窩基站由一個(gè)4Tx/4Rx無線電單元(RU)構(gòu)成，并連接到外部天線，如圖4所示。
圖3.AiB256的一半陣列的簡化框圖(并未顯示所有的互連)
圖4.一個(gè)900 MHz基站，包含一個(gè)4Tx/4Rx無線電單元和雙極化雙列天線
天線內(nèi)部有兩列交叉極化(±45°紅/藍(lán))偶極子。4個(gè)RF端口中，每個(gè)端口為一列極化提供饋電。在這個(gè)示例中，信號(hào)在6個(gè)相同極化的偶極子之間以相同相位和幅度分割。在垂直方向(列)排列更多的元件，使得波束聚集在垂直面(參見圖4)。這樣設(shè)計(jì)是可行的，因?yàn)榇蟛糠諹E都要低于天線的高度。通常會(huì)讓波束以某種幅度向下傾斜，以進(jìn)一步限制單元覆蓋范圍，避免與其他單元產(chǎn)生干擾。假設(shè)天線元件之間的間距為λ/2，該天線的半功率波束寬度(發(fā)射功率相對(duì)于波束峰值下降3 dB時(shí)的角度)在水平面上通常約為90°，在垂直面上一般小于20°。這種寬波束一般覆蓋120°扇區(qū)，無需轉(zhuǎn)向即可跟蹤UE移動(dòng)。天線的高度為6 × (λ/2) = 2米，寬度為2 × (λ/2) = 0.33米。假設(shè)每個(gè)偶極子單元的增益為5 dBi，那么每個(gè)極化區(qū)域的天線增益約為10 × log(12) + 5 dBi = 15.8 dBi。如果每個(gè)PA輸出40 W (46 dBm)RF功率，每個(gè)極化的EIRP為46 dBm + 3 dB(2列) + 15.8 dBi = 64.8 dBm。在900 MHz下，這種水平的EIRP應(yīng)該能很好地覆蓋幾千米范圍。
現(xiàn)在，我們來看看28 GHz AiB256，它的每個(gè)極化區(qū)域內(nèi)包含128根天線元件，排列成8行、16列，如圖1所示。假設(shè)元件之間的距離為λ/2，每個(gè)元件的增益為5 dBi，那么天線的總增益約為10 × log(128) + 5 dBi = 26 dBi。與900 MHz示例相比，天線增益高出10.2 dB。但是，其波束寬度變窄了。3 dB波束寬度在垂直面僅為12°，在水平面僅為6°。如此狹窄的波束根本無法一次覆蓋典型的120°扇區(qū)。解決方案是：首先在單元覆蓋區(qū)域內(nèi)找到活動(dòng)UE，將波束指向他們，然后跟蹤他們在單元內(nèi)的移動(dòng)。5G標(biāo)準(zhǔn)指定了波束采集和跟蹤程序，對(duì)此，本文不予討論。為了計(jì)算這個(gè)無線電的EIRP，我們假設(shè)每個(gè)發(fā)射路徑輸出13 dBm RF功率。每個(gè)極化區(qū)域的總功率為13 dBm + 10 × log(128) = 34 dBm。加上26 dBi天線增益，每個(gè)極化的總EIRP為34 dBm + 26 dBi = 60 dBm。在典型的室外部署場景中，這個(gè)水平的EIRP在28 GHz下可以覆蓋幾百米范圍。
DPD在Sub-6 GHz系統(tǒng)中的價(jià)值
5G和4G無線標(biāo)準(zhǔn)都是基于OFDM信號(hào)，它們本身具有高峰均功率比(PAPR)。為了以高保真度放大和發(fā)射這些信號(hào)，并避免污染鄰近的通道，必須注意不要壓縮或剪輯信號(hào)峰值。這需要以低于峰值功率6 dB至9 dB的平均功率運(yùn)行該P(yáng)A。在這種深度后退的狀態(tài)下運(yùn)行PA會(huì)導(dǎo)致效率極低，通常低于10%。
高效PA架構(gòu)(例如Doherty)可以在低于其峰值功率6到9 dB的功率下保持高效率，但與典型的AB PA相比，它們的線性度大幅降低。如果在部署時(shí)不使用任何線性化技術(shù)，它們將無法滿足應(yīng)用所需的誤差矢量幅度(EVM)和鄰道功率比(ACPR)。DPD是最流行的線性化技術(shù)之一，廣泛用于sub-6 GHz系統(tǒng)。
Sub-6 GHz系統(tǒng)要求64-QAM和256-QAM調(diào)制的EVM分別低于8%和3.5%，以符合3GPP標(biāo)準(zhǔn)38.104。1要滿足這些EVM要求，信號(hào)的PAPR應(yīng)保持在6 dB到9 dB之間。為了滿足3GPP標(biāo)準(zhǔn)38.104，ACPR通常應(yīng)小于–45 dBc。在前面的900 Mhz 4Tx/4Rx無線電示例中，每個(gè)發(fā)射器應(yīng)輸出40 W rms功率，如果要在線性區(qū)域中運(yùn)行功率放大器，以滿足EVM和ACPR要求，它們的效率通常低于10%。這意味著為了輸出40 W RF功率，4個(gè)PA中的每個(gè)PA都需要消耗超過400 W直流功率。所以，單單這4個(gè)PA就會(huì)消耗超過1600 W功率!這對(duì)無線電的尺寸、冷卻、可靠性和運(yùn)行成本(OPEX)有著巨大的影響。相比之下，如果使用Doherty PA，并且結(jié)合削峰(CFR)和DPD技術(shù)，那么PA效率會(huì)高于40%。這意味著每個(gè)PA消耗不超過100 W直流功率，即可輸出40 W RF功率。無線電中的4個(gè)PA消耗的直流功率不到400 W。無線電的其余部分通常只會(huì)消耗不到50 W直流功率。因此，PA消耗的功率在無線電消耗的總直流功率中的占比超過85%，即使在結(jié)合使用Doherty放大器、DPD和CFR時(shí)也是如此。
毫米波陣列中DPD的實(shí)施及其價(jià)值
在AiB256中，有256個(gè)發(fā)射和接收鏈，能夠生成2個(gè)或4個(gè)波束，每個(gè)波束中部署有128個(gè)或64個(gè)PA。與sub-6 GHz系統(tǒng)一樣，64-QAM和256-QAM調(diào)制的毫米波頻段EVM要求分別為8%和3.5%。但是，毫米波對(duì)ACPR的要求遠(yuǎn)沒有sub-6 GHz頻段嚴(yán)格;按照3GPP標(biāo)準(zhǔn)38.104，對(duì)于28 GHz頻段為28 dBc，對(duì)于39 GHz頻段為26 dBc。
在ADMV4828波束成型器中，每一類AB PA可提供21 dBm峰值功率。ADMV4828上的PA以大約12 dBm rms輸出功率運(yùn)行，可為峰值功率留出9 dB裕量，從而可滿足EVM和ACPR要求。在12 dBm (16 mW)輸出功率下，每個(gè)發(fā)射鏈消耗約300 mW功率，所以效率為5%。發(fā)射鏈中的一些功率是被用于波束成型的可變移相器消耗的。每條接收路徑，包含可變移相器在內(nèi)，消耗大約125 mW直流功率。
基于上述功率消耗，可以明顯看出，與sub-6 GHz無線電相比，在毫米波無線電中，PA消耗的功率在總直流功耗中的占比要小得多。這就產(chǎn)生了一個(gè)問題：毫米波無線電是否仍能從使用DPD中獲益?
為了回答這個(gè)問題，我們需要構(gòu)建一個(gè)適用于毫米波的DPD架構(gòu)。要將DPD實(shí)現(xiàn)方案從sub-6 GHz簡單地?cái)U(kuò)展到毫米波，需要圍繞每個(gè)PA建立一個(gè)DPD環(huán)路。在AiB256示例中，這意味著需要256個(gè)DPD環(huán)路!顯然，實(shí)施256個(gè)DPD環(huán)路成本高昂且非常耗電。由于每個(gè)PA輸出少量功率(一般為12 dBm)，因此使用DPD的系統(tǒng)總效率很可能低于不使用DPD的系統(tǒng)。
幸運(yùn)的是，有一個(gè)很好的辦法可以解決這個(gè)問題。AiB256最多可以輸出4個(gè)波束，每個(gè)波束包含64個(gè)PA(參見圖3)。這意味著每個(gè)PA可以獲得與其他63個(gè)PA相同的信號(hào)，除了用于波束轉(zhuǎn)向的相對(duì)相移。如果單個(gè)DPD環(huán)路環(huán)繞由64個(gè)PA構(gòu)成的集群，那么整個(gè)AiB256陣列只需要總共4個(gè)DPD環(huán)路。從本質(zhì)上講，DPD環(huán)路環(huán)繞每個(gè)波束，而不是環(huán)繞PA。我們將其稱為陣列DPD，以便與sub-6 GHz DPD區(qū)別開來，后者的每個(gè)PA都有一個(gè)專用DPD環(huán)路。
觀察接收器必須“觀察”波束的視軸，所有PA的信號(hào)在此處同相疊加，所以它可以校正由64個(gè)PA的累加遠(yuǎn)場聚集所造成的失真。我們的早期評(píng)估使用遠(yuǎn)場喇叭天線作為DPD觀察接收器(如圖5所示)，且證明可以通過在波束周圍部署單個(gè)DPD環(huán)路來改善EVM和ACPR。ADI未來的產(chǎn)品可能包括集成觀察路徑，以簡化DPD的實(shí)施。
圖5.遠(yuǎn)場喇叭天線作為DPD觀察接收器
DPD設(shè)置使用ADRV9029集成收發(fā)器，內(nèi)置CFR和DPD功能，適用于高達(dá)200 MHz帶寬的信號(hào)。ADI未來的收發(fā)器采用DPD時(shí)，將支持至少400 MHz帶寬。
分析發(fā)現(xiàn)，在26.5 GHz至29.5 GHz的頻率范圍內(nèi)，毫米波陣列DPD可以將波束EIRP提高3 dB左右(在1.5 dB至3.2 dB之間)。在特定頻率下優(yōu)化波束成型器的輸出匹配和偏置設(shè)置，可以在保持EVM和ACPR規(guī)格的同時(shí)，獲得高達(dá)13 dBm rms的輸出功率。但是，無法在廣泛的頻率范圍和多個(gè)單元中保持這種性能水平?；蛘撸绻麧M足適當(dāng)條件(PA的飽和功率電平保持在21 dBm以上)，那么使用DPD可以在相關(guān)頻段中穩(wěn)定實(shí)現(xiàn)高于14 dBm的輸出功率。
當(dāng)指定毫米波陣列時(shí)，每個(gè)波束的EIRP就是一項(xiàng)核心要求。如果每個(gè)元件的功率相對(duì)較小，則需要使用多個(gè)元件來實(shí)現(xiàn)目標(biāo)EIRP，這反過來又會(huì)使成本、功率和陣列大小增加。陣列中部署的元件越多，產(chǎn)生的波束就越窄。更窄的波束并非始終符合需求;它們會(huì)增大波束指向和移動(dòng)用戶跟蹤的難度。圖6中的曲線圖說明了所需的元件數(shù)量和陣列直流功耗如何隨著DPD從0 dB提高到3 dB而變化，同時(shí)保持目標(biāo)EIRP為60 dBm不變。
圖6.所需的元件數(shù)量和直流功率隨DPD改善而變化
如果通過應(yīng)用DPD實(shí)現(xiàn)了3 dB EIRP改善，那么所需元件的數(shù)量會(huì)減少近30%，功耗則降低約20%。與我們的sub-6 GHz示例中采用DPD能將PA的功耗降低4倍相比，在毫米波陣列中，節(jié)能功效并不如此明顯。但是，在毫米波陣列中，我們可以獲得額外的優(yōu)勢：其元件數(shù)量減少30%，這會(huì)大大降低陣列硬件的成本和體積。未來，我們可以在毫米波波束成型中使用更高效的PA架構(gòu)，利用DPD來進(jìn)一步改善功效。
結(jié)論
相對(duì)于sub-6 Ghz頻率，在5G毫米波陣列中實(shí)施DPD會(huì)帶來新的挑戰(zhàn)。在波束周圍部署DPD環(huán)路，而不是在構(gòu)成波束的單個(gè)PA周圍部署，可實(shí)現(xiàn)陣列DPD還能帶來優(yōu)勢。我們的分析表明，這種部署能幫助實(shí)現(xiàn)更高的功率輸出、節(jié)省系統(tǒng)功率，且能減少硬件數(shù)量。但是，我們要提醒大家注意：無論是在應(yīng)用中，還是在評(píng)估時(shí)，我們都需要從不同于傳統(tǒng)sub-6 GHz的角度來看待毫米波DPD。隨著毫米波PA架構(gòu)日益成熟，這種定位可能會(huì)發(fā)生變化，但目前我們需要重新定義DPD應(yīng)用，以及它所帶來的優(yōu)勢。
作者簡介
Hossein Yektaii于2016年11月加入ADI公司。在加入ADI之前，他曾在北電網(wǎng)絡(luò)公司、阿爾卡特朗訊公司和諾基亞工作，擔(dān)任從RF設(shè)計(jì)工程師到無線電系統(tǒng)設(shè)計(jì)師等各種職位。他目前擔(dān)任無線系統(tǒng)架構(gòu)師，利用端到端無線電系統(tǒng)知識(shí)來更好地理解客戶需求，并確定無線市場日益復(fù)雜的ADI解決方案的架構(gòu)和規(guī)格。他在謝里夫理工大學(xué)攻讀電氣工程，并獲得德黑蘭大學(xué)電信碩士學(xué)位。
Patrick Pratt是ADI公司通信系統(tǒng)工程團(tuán)隊(duì)的高級(jí)研究員。他的職業(yè)生涯超過30年，其中包括在私人組織和學(xué)術(shù)機(jī)構(gòu)從事的算法研究和開發(fā)活動(dòng)。帕特里克擁有科克理工學(xué)院電子工程專業(yè)的博士學(xué)位。
Frank Kearney于1988年畢業(yè)后加入ADI公司。在公司任職期間，他擔(dān)任過多種工程和管理職務(wù)。他目前負(fù)責(zé)管理無線系統(tǒng)團(tuán)隊(duì)中的一個(gè)架構(gòu)師和算法開發(fā)人員小組。該團(tuán)隊(duì)著重研究如何改善O-RAN無線電架構(gòu)的發(fā)射路徑的效率和系統(tǒng)級(jí)性能。Frank擁有都柏林大學(xué)博士學(xué)位。
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