一種車載開關電源的設計

1 主電路工作原理與設計
1．1 供電電路
該電源供電電路原理圖如圖1所示。

要求輸入電壓為DC 24(1±20％)V，輸出電壓為DC 110V，電流為3A。輸入電壓由外部電源提供，同時具有外接蓄電池功能。當V1(外部DC24V)輸入正常時，由V1向電源供電，同時V1向蓄電池充電，并提供LED指示，當V1輸入欠壓(≤21V)、過壓(≥30V)時由V2(蓄電池)向電源供電并提供LED指示。當蓄電池≤21V時切換到外部24V供電，并提供LED指示。
當外部電壓V1高于VZ1(30V)時，Z1電流流過，T3導通比較器T4A腳1為低電平，LED1燈滅，LED2燈亮。由外接蓄電池V2供電。當外界蓄電池電壓降至21V時，比較器T4B的腳6電壓低于腳52．5V基準，比較器T4B的腳7輸出高電平，即比較器T4A腳3電壓高于腳2電壓，即腳1為高電平，此時LED1燈亮，LED2燈滅，由外部電源供電。
正常供電時外部電壓V1通過光耦向T1提供基極電流，同時為外接蓄電池提供了一個電子開關。T4A的腳1為高電平，T2處于導通狀態(tài)，光耦的光敏三極管的CE段被拉至低電平，控制繼電器不工作此時LED1燈亮，LED2燈滅。
當外部電壓V1低于21V時，比較器T4A腳3電壓低于腳2的2．5V基準。腳1輸出為低電平，T2截止，T1導通，繼電器工作，LED1燈滅，LED2燈亮。
由于輸入電壓較低，而負載較重所以采用推挽式變換電路。因為推挽電路比半橋、全橋電路功率開關管承受的電壓高一倍，推挽功率開關管的電流減小一倍，管子損耗小。
1．2 推挽變換器基本工作原理
推挽式逆變電路分共射極、共基極、共集電極三種類型。由于共射極電路變壓器體積小，效率高，應用最廣，所以采用共射極電路。
推挽電路如圖2所示，S1、S2柵極加倒相的對稱激勵脈沖信號，激勵電壓UG1使S1導通，S2截止，則輸入電源通過S1、NP1及變壓器次級回路向負載供電。在這期間施加于截止管S2上的電壓為2E。當激勵信號消失時，兩管均截止，每管承受的電壓為E。同理，激勵電壓UG2使S2導通，S1截止，電源通過S2、NP2及變壓器次級回路向負載供電。在這期間施加于截止管S1上的電壓也為2E。當激勵信號消失時，兩管又都截止，每管承受的電壓為E。在上述兩個過程中，輸出變壓器T副邊繞組的電壓方向相反，輸入直流電壓變成了矩形波交流電壓，完成了逆變任務。

2 設計內容和方法
2．1 功率開關管的選擇和計算
功率開關管的選擇主要是耐壓和集電極電流等參數(shù)。
2．1．1 耐壓的選擇
功率場效應管漏源擊穿電壓BVDS隨溫度而變化，結溫上升，耐壓值也上升。而雙極型晶體管相反，故選用功率場效應管。在實際選擇功率開關管的耐壓時，要考慮電壓波動，干擾尖峰電壓等影響，以防止二次擊穿。
推挽電路功率開關管漏、源極間的電壓應為二倍輸入最高直流電壓與干擾尖峰電壓之和，即

其中：Emax=30V；
通常考慮干擾尖峰電壓Ur為最高直流電壓的(20～30)％，所以
Ur=6V～9V。
則Uds=2Emax+Ur=2×30+9≈69V
選用BVDSO≥69V的場效應管即可。
2．1．2 電流的選擇
電流的選擇決定于功率開關管的功耗和發(fā)熱，所以通過開關管漏極最大電流應小于其極限參數(shù)IDM。漏極電流應根據(jù)負載要求的直流功率，導通的時間及效率來確定。在選擇功率開關管時，電路中有些參數(shù)，如效率、導通時間、截止時間是未知的，對于未知量可以估算或假定。
推挽變換電路的電流為

式中：0．7～0．9為變壓器效率，這里取0．8。
考慮功率開關管導通時間占空比，將計算的Idmax增大(10～30)％，最大值為25．53A，這里取IRFP150。
2．2 主變壓器的設計
主變壓器的設計是變換器中比較重要的一部分，主要是選取變壓器鐵心，計算繞組匝數(shù)，確定導線直徑。
2．2．1 變壓器鐵心的選取
變壓器由于工作在高頻下，鐵心損耗大，所以選用價格便宜、裝配方便的鐵氧體鐵心。
在選擇鐵心結構時，應考慮鐵心漏磁小，變壓器繞制、維護方便，有利于散熱等條件。在低電壓大電流的變換器中，變壓器繞組電流很大，導線粗不易繞制。這里采用EI型。
根據(jù)變壓器次級功率確定鐵心尺寸，根據(jù)變壓器工作頻率和效率選取鐵心材料，兩者綜合確定鐵心型號。

式中：Sc為鐵心截面；
So為窗口截面；
Ps為變壓器次級功率；
tON為脈沖寬度；
f為變換器工作頻率；
B對于他激電路來說，為工作磁感強度，取

j為導線電流密度，一般為(2~4)A／mm2，取3．5A／mm2；
Ko為銅線在鐵心窗口中的占空系數(shù)，一般為(0．2~0．5)取0．25；
Kc為鐵心占空系數(shù)，鐵氧體取1。
變壓器次級功率與負載要求直流功率、整流濾波電路損耗功率的關系為

根據(jù)負載要求，計算出Ps，便求出ScSo的乘積，然后查閱標準鐵心尺寸，分別確定Sc及So的值，再根據(jù)Sc確定鐵心的具體尺寸，根據(jù)So確定窗口尺寸。

一個工作周期脈寬
半個工作周期脈寬
為了避免共同導通，最大脈寬必須小于8．35μs。設ts=1μs，tr=0．5μs
最大脈寬為tONmax=8.35-(1+0．5)=6．85μS
考慮損耗，取Ps=1．05Po，則

初選EI-50型鐵氧體鐵心，查得
鐵心面積So=2.1609(cm2)；
窗口面積So=2．4690(cm2)；
兩者乘積 ScSo=5．3353(cm4)；
實際鐵心的ScSo(5．3353cm4)大于計算的3．39(cm4)，故可滿足要求。
2．2．2 繞組匝數(shù)的計算
根據(jù)鐵心截面確定原邊繞組的匝數(shù)NP，然后根據(jù)Nn確定副邊繞組匝數(shù)Ns。
根據(jù)他激式推挽電路可以得出
初級繞組匝數(shù)NP為

取Np=8匝。

次級繞組匝數(shù)N為

取Ns=57匝
式中：Usmax為變壓器次級最高輸出電壓；
Upmin為變壓器初級最低輸入電壓；
UF、Ur分別為整流元件及濾波扼流圈直流壓降；
K1為考慮整流電路影響的增大系數(shù)，通常取1．1～1．2，這里取1．1；
K2為考慮變壓器內阻壓降及接線熔斷器等壓降影響的增大系數(shù)，通常取1．2左右。
2．3 整流元件計算與選擇
2．3．1 整流元件選擇
對于直流變換器來說，高頻變壓器副邊接整流濾波電路，其作用是將高頻矩形波電壓變成脈動符合要求的直流電壓。變換器中用的整流電路有中間抽頭的全波整流電路和橋式整流電路，由于中間抽頭全波整流電路只用兩個二極管，與橋式電路相比，可以減少二極管的內壓降，提高變換器的效率。所以在滿足電壓要求的情況下，多數(shù)采用中間抽頭全波整流電路。
整流電路輸出是斷續(xù)直流，所以采用電感、電容濾波電路，將輸出雜音電壓降低到最低水平，以滿足負載的要求。
由于變換器有濾波電路，所以通過整流管的電流要考慮電感電流的影響。因此，對不同的濾波電路，整流管的選擇方法不同。
在雙端逆變全波整流電路中，電感濾波有續(xù)流二極管的情況，必須考慮電感續(xù)流的影響，同時還考慮死負載電流。所以通過整流管的電流，等于濾波電感電流的最大值與死負載電流之和，簡單起見，在濾波電感未確定前，通過整流管的電流按(1．1～1．2)Io考慮，這里取1．2Io即
1．2Io=1．2×3=3．6(A)
加在整流二極管上反峰值電壓為變壓器副邊電壓最大值的二倍，在考慮瞬間沖擊電壓的影響，需增加30％左右的富余量。在實際中，變壓器輸出電壓不高(幾伏或幾十伏)時，大約按負載電壓的(3．5～4)倍選擇整流二極管的耐壓。輸出110V的電源常規(guī)要求最大輸出電壓為121V計算，這里選負載最大電壓的4倍，即
4Uo=4×121=484(V)
為提高開關速度，減小關斷損耗應盡量選擇反向恢復電流小，反向恢復時間短的整流元件。
最后選高速快恢復二極管MUR16600。
2．4 控制電路的選擇
控制電路通常根據(jù)設計要求選擇典型電路。本文選擇了SG525A雙端輸出驅動MOS功率管的電路。控制電路的原理圖主要部分如圖3所示。

SG3525A的腳11和腳14交替輸出脈沖驅動MOSFET管，該控制芯片各管腳功能如下。
腳1，2(IN_，IN+)誤差放大器 誤差放大器是差動輸入的放大器。需將基準電壓分壓送至誤差放大器腳1或腳2。
腳3(SYNC)同步 可并聯(lián)多個3525A。
腳4(OUTOSC)震蕩器輸出 震蕩器的頻率由外接阻容RT、CT決定。
腳5，6(CT，RT)定時 連接定時電容、定時電阻。
腳7(DIS)放電 腳5和腳7間的外接電阻決定CT的放電。
腳8(SS)軟起動 腳8可外接軟起動電容。該電容由內部的Vref的50μA恒流源充電。達到2．5V所經的時間為
腳9(COMP)頻率補償 腳9與地之間可接電阻與電容，以進行頻率補償。
腳10(SD)關斷 采用關斷控制電路進行限流控制一般用法是將過流脈沖信號送至關閉控制端(腳10)。當腳10電壓超過0．7V時，芯片將進行限流操作；當腳10電壓超過1．4V時將使PWM鎖存器關斷輸出，直至下一個時鐘周期才能恢復。
腳11、14(OUTA、OUTB)輸出A、B 圖騰柱式輸出級，現(xiàn)確定了輸出電平是高電平或是低電平，可使輸出級更快地關斷。
腳12(GND)地。

腳13(Vc)集電極電壓。
腳15(VI)電壓輸入 最大輸入電壓40V，當
輸入電壓低于8V時，集成塊內部電路鎖定。
腳16(VREF)基準電壓 精確度為5V／50mV。

3 結語
本文介紹了由SG3525A芯片作為控制電路的推挽變換電路的工作原理，推挽變換電路在一個周期里，變壓器鐵心的B-H磁化曲線工作在一、三象限，沒有直流磁化現(xiàn)象，鐵心利用率比較充分。高頻變壓器原邊繞組直接施加輸入電源電壓E。兩個繞組輪流工作，輸出功率較大。此外，兩個功率開關管的發(fā)射極相連，兩組基極驅動電路之間無需絕緣，控制電路可以簡化。

（轉載）